摘要：传统的两级apfc采用两套控制电路和至少两个功率开关管，增加了电路复杂程度及成本。随着pfc/pwm两级复合控制芯片的产生，两级apfc的这一缺陷可以得到大大改善。基于对pfc/pwm两级控制复合芯片ml4824功能的简介，对两级apfc技术进行了研究，并通过带pfc的蓄电池充电器的研制，证实了该复合控制的可行性和实用性。关键词：功率因数校正；脉宽调制控制器；双管正激变换器
20世纪90年代以来，随着各国对用电设备输入电流谐波含量的限制，以及各种限制输入电流谐波的标准的建立，使有源pfc技术取得了长足的进展。有源pfc技术由于变换器工作在高频开关状态，而具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。从电路结构上划分，有源pfc可分为两级pfc电路和单级pfc电路。单级pfc是近几年研究的热点，主要应用于低功率电路中。两级pfc技术适合于各种功率应用范围，具有thd低、pf高、pfc级输出电压恒定、保持时间长、输入电压范围宽等众多优点。但两级pfc方案因为具有至少两个开关管和两套控制电路，从而增加了成本和复杂度。随着近年来出现的pfc/pwm两级控制复合芯片的产生，两级pfc的这一缺陷可望得到较大改善。基于两级复合芯片ml4824，本文对两级pfc技术进行了研究，并通过对带pfc的蓄电池充电器的研制，证实了该复合芯片的实用性和可行性。
2ml4824的内部结构及基本特征
ml4824内部结构框图如图1所示。ml4824由平均电流控制的boost型pfc前级和一个pwm后级组成，pwm级可以用作电流型或电压型。ml4824分为ml4824?1和ml4824?2两种型号。ml4824?2在图1中间部分多了一个“×2”的环节，表示ml4824?2中pwm级的频率为pfc级的2倍，这样可以使得pwm级的磁芯元件体积和重量更小。
ml4824各管脚功能如表1所列。与其它pfc芯片相比，除了具有功率因数校正功能外，ml4824还有很多保护功能，如软启动、过压保护、峰值电流限制、欠压锁定、占空比限制等。
ml4824的优点体现在以下3个方面：
pfc与pwm控制器复合芯片ml4824及其应用研究
图1ml4824内部结构框图
图2boost?buck两级电路
1）它是一种pfc/pwm复合芯片，只需要一个时钟信号，一套控制电路，就能控制两级电路，简化了设计。
2）pfc和pwm级分别采用了上升沿和下降沿的控制方式，减小了pfc输出电容和pfc输出电压的纹波。
传统的pwm变换器一般采用下降沿触发或上升沿触发的控制方式。在pfc/pwm两级控制中，ml4824对触发方式进行了精心设计，前后级分别采用上升沿触发和下降沿触发方式。
表1ml4824管脚排列管脚序号符号功能1ieaopfc级电流误差放大器输出2iacpfc级输入电压波形采样3isensepfc级输入电流采样4vrmspfc级输入电压幅值采样5sspwm软启动6vdcpwm输出电压误差信号7rmp1频率设定8rmp2pwm电流采样9dcilimitpwm级限流脚10gnd接地脚11pwmoutpwm驱动信号输出12pfcoutpfc驱动信号输出13vcc电源脚14vref7?5v电压基准15vfbpfc级输出电压采样16veaopfc级电流误差放大器输出图2所示为boost＋buck两级电路，两级电路都工作在ccm状态。当两级均采用下降沿模式的控制方式时，前级电路输出电压纹波可以表示为[1]vripple=i2max×esr＋（1）其中，i2max=（2）
当两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式，也即前后级功率管互补开关时，前级输出电压纹波为：
vripple=(i2max－i3)×esr＋（3）
从式（1）和式（3）可见，两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式，将使前级输出电压纹波大大减小。这表明：在纹波相同情况下，该方式所需的输出滤波电容，其容值可以大大降低，而且电容的发热问题也得以改善，在成本、效率和体积上都有优势。
3）补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦，显著地提高了pfc的误差放大器的带宽。
对于前级pfc电路而言，后级pwm级电路为恒功率负载特性，随着输入电压升高，对应输入电流下降，也即其输入电阻为负阻特性。为了不影响系统的稳定性，必须采用合适的补偿网络来实现前后级的解耦，图3所示给出补偿网络电路示意图。
与一般的补偿网络不同，该补偿网络中，电流环补偿网络的一端连接到芯片的基准电压，当基准电压从零逐渐增大的时候，在ieao（脚1）上产生一个压差，从而防止pfc电路瞬间以最大占空比工作，起到pfc软启动的作用。电压环补偿网络的一端直接接地。ml4824的电压误差放大器有一个非线性的特性，当系统处于稳定的状态，误差放大器的跨导保持一个
图3pfc级工作原理示意图
图5前级pfc主电路
图6后级pwm主电路
很小的值，当母线电压上有很大干扰，或负载变化时，误差放大器的输入端vfb将偏离2.5v，使得误差放大器的跨导显著提高，如图4所示。这一特性大大提高了电压环的带宽，提高电压环的响应速度。
4带pfc的蓄电池充电器研制
针对密封铅酸蓄电池的充电装置，基于复合控制芯片ml4824，设计完成了带pfc的充电器原理样机。具体设计指标如下：
采用限流定压方式充电；
功率因数pf&0.99；
输入电压范围ac176～264v；
输出功率pout=1000w；
输出浮充电压vout=48v；
最大充电电流imax=20a。
根据以上要求，我们确定两级电路方案：前级为采用boost拓扑的pfc电路，实现功率因数校正的同时把输入电压提升到dc380v（图5）；后级为应用双管正激拓扑的pwm电路，把dc380v母线电压降到dc48vc，实现限流定压方式充电（图6）。
4.1pfc级电路设计
4.1.1功率级主要参数
1）储能电感电感电流纹波以峰值电流的20％计，得出电感值l=0?53mh。选用上海钢研所的铁硅铝磁粉芯sa?60环形磁芯，用65匝φ0.5漆包线绕制而成。
2）输出滤波电容由于采用了特殊的上升沿/下降沿触发方式，有利于pfc级电路输出电压纹波的减小，本文电路最后取为220μf的电容，即可获得较小的输出电压纹波（0.3v左右）。
4.1.2控制电路设计
pfc级控制电路如图7所示。
母线上的馒头波信号经r2、r3、r4、c6、c7构成的二阶滤波网络后作为输入电压前馈信号vrms（脚4），同时母线上的馒头波信号经电阻r5成为输入电压波形采样信号iac（脚2）。输出电压经r9、r17分压送到ml4824的电压误差放大器的输入端vfb（脚15），与基准比较后成为电压误差信号veao（脚16）。vrms、iac、veao构成ml4824内部乘法器的三个输入端。r1为输入电流采样电阻，采样的电流信号送到isense（脚3）。r8、c11、c12和r18、c16、c17分别构成电流误差放大器和电压误差放大器的补偿网络。r10和c10为ml4824斜坡信号发生网络，电路的开关频率由这两个参数决定。
1）开关频率的确定
开关频率与r10、c10的关系为r10=－961c10（4）
取r10=43kω，c10=470pf，fsw=100khz
图4电压误差放大器的跨导－vfb曲线
图7pfc级控制电路
pfc与pwm控制器复合芯片ml4824及其应用研究
2）输出电压采样
电压误差放大器的基准为2.5v，有=－1=－1=151
取r17=2.2kω，考虑到每个电阻上的电压不宜超过200v，r9取为150kω和180kω两个电阻的串联，即r9=330kω。
3）输入电压前馈
ml4824要求当输入电压最低时vrms（脚4）电压为1.2v，而且这个电压必须经过很好的滤波，才能准确地反映输入电压的变化。
r2取2个510kω串联，即r2=1.02mω，r3、r4分别取为r3=200kω，r4=10kω。
二阶滤波电容可以由下式给出[2]：c6=（5）c7=（6）
式中：rtot=r2＋r3＋r4。
c6、c7分别取为63nf、1μf。
4）输入电压波形采样
乘法器的输出为[3]
igainmod=k×(veao－1.5)×iac（7）
k为乘法器增益，当vrms脚输入1.2v电压时，也即输入电压最低时，k取最大值0.328。为了避免乘法器饱和，乘法器的输出要限制在200μa以内，因此r5要满足r5?==2.16mω（8）
r5取2个1.2mω电阻串联，即r5=2.4mω。
5）输入电流采样
输入电流采样电阻应满足[3]r1≤（9）式中：km=k=0.328×；
rmvlo为乘法器输出截止电阻（3.5kω）。由此：r1≤=0.078ω
r1取两个0.1ω/10w的功率电阻并联，即50mω/20w。
6）电压环、电流环补偿网络
电压环和电流环补偿网络的参数通过频域仿真来优化选取，使系统的开环增益和相角裕度在合理的范围内。电压环补偿网络参数选为r18取200kω，c16取270nf，c17取27nf。
电流环补偿网络参数选为r8取33kω，c12取为289pf，c12取为2.89nf。
4.2pwm级电路设计
4.2.1功率级主要参数
1）变压器设计磁芯选用ee55b，原副边匝比为27/8，导线选用宽铜皮，原边选用0.05mm厚铜皮，副边选用0.25mm厚铜皮，宽度均为30mm。
2）输出滤波电感l2=26.4μh。选取ee55b磁芯，12匝，气隙为0.2125mm。
3）输出滤波电容由于铝电解电容的频率特性较差，实际电路中采用3个470μf的电容并联。
4.2.2控制电路设计
1）电压环补偿网络同pfc级电路一样，补偿网络的参数由频域仿真综合考虑。
2）软启动选择c8=1μf。
充电器中仍包括驱动电路设计、辅助电源设计等，由于篇幅关系，这里不一一详述了。
5实验结果与分析
5.1pfc级电路
1）输入电压与输入电流波形
图8为输入电压和输入电流波形。
图8（a）为未经功率因数校正，输入电流畸变严重；图8（b）为经功率因数校正后的波形，输入电流很好地跟踪了输入电压的波形，功率因数得到了大大的提高。实测功率因数可达0.999。
2）开关管的vgs与vds波形
图9所示为捕捉到的两个pfc级电路开关管vgs与vds波形。开关管上电压尖峰很小，开关管工作状态良好。
3）pfc级电路输出电压
图10为pfc级电路输出电压波形。由于采用特殊的上升沿/下降沿触发方式，输出电压纹波很小。
5.2pwm级电路
图11为pwm级电路满载时几个主要的实验波形，从图中可以看出，实验波形和理论分析是一致的。
两级pfc/pwm复合芯片ml4824，把pfc和
pwm控制复合在同一个芯片上，简化了电路设计，降低了成本。由于前后级分别采用上升沿/下降沿触发方式，在输出滤波电容很小的情况下就可得到很小的电压纹波。电压误差放大器补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦，显著地提高了pfc的误差放大器的带宽。基于该芯片研制的带pfc的定压限流方式充电器验证了该芯片的可行性和优点。
[1]ridleyrb.averagesmall?signalanalysisoftheboostpower
factorcorrectioncircuit[c].proc.ofvpecseminar,0.
[2]microlinear.powerfactorcorrectionandpwmcontroller
[3]microlinear.ml4824combocontrollerapplications[m].
[4]任华.带功率因数校正的密封铅酸蓄电池充电装置的
研制[d].南京航空航天大学硕士研究生学位论文,2002.
[5]刘闯.功率变换器的功率因数校正（pfc）技术研究[d].
南京航空航天大学硕士研究生学位论文，1997.
[6]许化民.单级功率因数校正技术[d].南京航空航天大
学博士研究生学位论文，2000.
[7]陈慕平.一种新的电池均匀充电技术[c].中国国际电
源新技术研讨会论文集，1999.
推荐电子产品资料
推荐代理商
深圳市恩立信科技有限公司
深圳市创芯弘科技有限公司
贸泽微电子集团}